Вы здесь

Елементи та пристрої автоматики на основі комбінованих динамічних негатронів

Автор: 
Куземко Олександр Михайлович
Тип работы: 
Дис. канд. наук
Год: 
2007
Артикул:
3407U003852
99 грн
(320 руб)
Добавить в корзину

Содержимое

РОЗДІЛ 2
РОЗРОБКА МАТЕМАТИЧНИХ МОДЕЛЕЙ ТА ДОСЛІДЖЕННЯ
УЗАГАЛЬНЕНОГО ПЕРЕТВОРЮВАЧА ІМІТАНСУ НА ОСНОВІ ПТШ
З УРАХУВАННЯМ ЕФЕКТА ГАННА
2.1. Розробка математичної моделі комбінованого динамічного негатрона
Сучасне виробництво елементів автоматики у вигляді монолітних НВЧ мікросхем
починається з проектування, що базується на комп'ютерному моделюванні. При
цьому необхідно розв'язати ряд задач: аналіз (моделювання) відомої схеми,
синтез схеми, аналіз її стійкості, шумовий аналіз. Для надійності результатів
розв'язку цих задач необхідно використовувати адекватну математичну модель
нелінійного елемента - польового транзистора з бар'єром Шоттки (ПТШ).
Сучасні ПТШ мають субмікронну активну область, робота якої базується на
складних фізичних процесах. Моделі активної області можна розділити на два
класи. До першого класу відносять квазідвохвимірні та двохвимірні моделі, що
описуються системою рівнянь в часткових похідних із змінним часом та одною чи
двома просторовими. Вхідною інформацією слугує геометрія активної області та
розподіл домішок в ній, а також параметри GaAs.
Другий клас моделей активної області - це еквівалентні схеми. їм притаманна
економічність: в [122] отримано зменшення часу розрахунку при використанні
еквівалентної схеми замість двохвимірної моделі в 300 разів. Основною перевагою
еквівалентних схем є можливість їх включення в програми проектування нелінійних
кіл.
Найбільш високочастотною реальною уніполярною багато-електродною
напівпровідниковою структурою є польовий транзистор Шоттки (ПТШ). Гранична
частота таких транзисторів досягає 250 - 350 ГГц [123]. Перевагою цих структур
є їх планарний характер, що забезпечує виготовлення на їх основі інформаційних
перетворювачів у вигляді напівпровідникових НВЧ інтегральних мікросхем. Це
характеризує перспективність реалізації на основі ПТШ високоефективних
інформаційних перетворювачів. Для дослідження транзистора в якості УПІ його
необхідно представити у вигляді еквівалентної схеми.
Транзисторні моделі для мікрохвильового застосовування засновані на вимірюванні
S-параметрів при різних зміщеннях робочої точки. Щоб знайти параметри схеми,
пристрій встановлюється в точки зміщення, які не використовуються при нормально
діючих станах, наприклад, при високій напрузі і високому струмі. Зокрема це
можна застосовувати для підсилювачів потужності або генераторів. В цих
застосуваннях пристрій працює в діапазоні, де адекватність стандартної моделі
еквівалентної схеми при малому сигналі знаходиться під питанням. Це також
застосовується, коли виміряний перевищує одиницю [124,125].
Тенденція збільшення з підвищенням частоти може часто спостерігатися також в
нормальному режимі роботи. Цей ефект можна пояснити стаціонарним доменом Ганна.
Коли максимальне електричне поле перевищує по-рогове значення для негативної
диференціальної рухливості GaAs, створюється домен між стоком і затвором
[126].
В [127] повідомлено про експериментальні результати з GaAs ПТШ, які доводять
існування негативного опору в області стоку еквівалентної схеми. Враховуючи це
необхідно використовувати розширену модель для малих сигналів. В порівнянні з
моделлю, представленою в [128], вона точніше співвідноситься із виміряними
значеннями.
Пряма процедура знаходження параметрів еквівалентної схеми при малому сигналі
повинна привести до незалежних від частоти значень елементів [129]. Але із
збільшенням частоти часто зменшується дійсна частина вихідної провідності Yds,
яка може стати негативною в області стабільного негативного опору. Всупереч
[128], в [127] пропонується розширена еквівалентна схема з негативним опором
у вихідній частині. Еквівалентні схеми показані на рис. 2.1, рис. 2.3, рис.
2.2. На цих схемах позначено: --- крутизна транзистора; , --- ємності між
виводами транзистора; , , --- індуктивності виводів транзистора; , --- оммічні
опори епітаксіального шару відповідно між затвором і витоком та між затвором і
стоком, що не контролюються напругою затвора, включаючи опір оммічних контактів
стока і витока; --- опір металізації затвору; , --- ємності стік-затвор та
затвор-виток, відповідно; --- диференційний опір неперекритої частини каналу
між витоком та затвором транзистора; --- ємність стік-витік через високоомну
підкладинку; --- диференційна вихідна провідність транзистора; --- час прольоту
елетронів через неоммічну частину каналу; --- час релаксації енергії; --- опір
домена Ганна.
Після знаходження параметрів еквівалентної схеми, одержуємо параметри
провідності польового транзистора. Значення , , , , та вибираються як
частотно-незалежні елементи еквівалентної схеми. Залежність вихідної
провідності від частоти має потребу у подальшому дослідженні. Метод
представлений в [128] повинен був пояснити зменшення дійсної частини при
збільшені частоти. Для цього була введена затримка (рис. (2.2)), що приводить
до зменшення з частотою і перехід її до негативних значень, як показано на рис.
(2.4).
(2.1)
Модель [128] обмежує максимальну зміну в діапазоні від до . Такий діапазон
зміни не є оптимальним при можливих великих значеннях негативного опору на
високих частотах.
Новий метод представлений в [127] полягає у введенні додаткового опору у
вихідній частині еквівалентної схеми (див. рис. (2.3)). представляє собою
негативний диференціальний опір домена Ганна. Тепер, вихідна провідність
Рис. 2.1. Загальна еквівалентна схема ПТШ
Рис. 2.2. Розширена еквівалентна схема
Рис. 2.3. Еквівалентна схема ПТШ з негативним опорому вихідній частині
Рис. 2.4. Порівняння виміряного значення дійсної частини У^в з різними
представленнями моделі ПТШ
обчисляється як
(2.2)
Отже, ді